,
где КД - коэффициент деления тока ДТ.
При соответствующем выборе КД и сопротивлений резисторов R0 и RК условие компенсации очевидно:
.
Упрощенный вариант схемотехнической реализации приведен на рисунке 2.11б), а результаты моделирования этой схемы - на рисунке 2.12. Деление тока осуществляется с помощью повторителей тока на транзисторах VT3, VT4, VT5 и VT8, VT9, VT10 за счет соответствующего выбора площадей эмиттеров транзисторов. Нормированное отклонение крутизны практически совпадает со схемой ПНТ (рис. 2.9), в то же время ток, потребляемый схемой, показанной на рисунке 2.9, в два раза ниже.
Рис. 2.10. Графики, иллюстрирующие отклонение от линейности схем ПНТ (рис. 2.3а) () и ПНТ (рис. 2.9) (?)
Еще один вариант предлагаемых схемотехнических принципов построения линейных ПНТ приведен на рисунке 2.13. Деление тока в этой схеме происходит в самом дифференциальном каскаде, в остальном принцип действия схемы и аналитические выражения, определяющие условия компенсации, полностью совпадают с результатами анализа схемы, приведенной на рисунке 2.11б.
Условие компенсации нелинейности выглядит следующим образом:
,
а значение крутизны преобразования определяется выражением
, (2.20)
где КД = s1/s2 - коэффициент деления сигнального тока, обусловленный выбором площадей si эмиттеров транзисторов VT1, VT2 (VT4, VT3).
а) б)
Рис. 2.11. Построение линейного ПНТ с использованием делителей тока
Вариант использования делителя тока в коллекторных цепях дифференциального каскада приведен на рисунке 2.14. По своим характеристикам эта схема близка к рассмотренным ранее, однако требует двух согласованных резисторов (R6 и R7), что не всегда удобно.
К сожалению, предложенные схемы не лишены недостатка: как видно из выражения (2.20), за высокую линейность и малое токопотребление приходится «платить» снижением крутизны на 30-40 %. Если вместо делителя тока в схеме ПНТ использовать ответвитель тока (рис. 2.15), то наряду с повышением линейности крутизну преобразования можно повысить в два-три раза.
Рис. 2.12. Результаты сравнительного моделирования схем ПНТ (рис. 2.3а) () и ПНТ (рис. 2.11б) (?)
Рис. 2.13. Схема ПНТ с делителем тока на входе дифференциального каскада
Рис. 2.14. Вариант построения линейного ПНТ с делителями тока
Рис. 2.15. Схемотехническая реализация линейного ПНТ с повышенной крутизной
Для определения условий компенсации нелинейности в схеме на рисунке 2.15 необходимо решить систему трансцендентных уравнений, что можно сделать только численно. Однако принцип ее функционирования также похож на предыдущие. Ответвитель тока на транзисторах VT3, VT4, резисторе R3 и VT5, VT6, резисторе R4 имеет нелинейную характеристику, причем такую, что дифференциальный коэффициент передачи тока транзистора VT1 (VT2) имеет отрицательный знак, поэтому приращения токов транзистора VT1 и VT4 с помощью транзисторов VT7, VT8 складываются (а не вычитаются, как в предыдущих случаях). За счет этого крутизна прямой передачи ПНТ возрастает. С помощью транзисторов VT8, VT9 и резистора RК формируется компенсирующий ток, пропорциональный Т, так что выполняется условие частичной нейтрализации влияния режимно зависимых сопротивлений эмиттеров транзисторов дифференциального каскада. Ориентировочное значение компенсирующего резистора можно определить как RK R0, а более точно это сопротивление можно выбрать в результате схемотехнического моделирования, используя рекомендации, данные ранее.
Вариант реализации схемы ПНТ с повышенной крутизной приведен на рисунке 2.16. В этом случае компенсирующий ток из коллекторной цепи отбирается с помощью измерения базового тока n-p-n транзисторов с последующим его усилением с помощью p-n-p транзисторов.
Формировать компенсирующий ток можно и в эмиттерных цепях базового дифференциального каскада, как это показано на рисунке 2.17.
В этом случае часть компенсирующего тока попадает в эмиттер дифференциального каскада, а часть тока, обусловленная коэффициентом передачи делителя тока на транзисторах VT7, VT8 (VT9, VT10) (рис. 2.17), перекрестно отправляется в коллекторы транзисторов дифференциальной пары. Фактически принцип компенсации в этой схеме можно объяснить следующим образом. Приращение тока эмиттера транзистора VT1 (VT2) обусловлено не только приращением сигнального тока через резистор R0, но и равным приращением компенсирующего тока с противоположным знаком. В результате rЭ транзисторов VT1 и VT2 остаются практически постоянными, так как ток эмиттера транзисторов дифференциальной пары практически не меняется при изменении входного напряжения.
Рис. 2.16. Вариант схемотехнической реализации линейного ПНТ с повышенной крутизной
Таким образом, сущность повышения линейности ПНТ при использовании цепей компенсации можно сформулировать следующим образом.
Тем или иным способом формируется разность напряжений база-эмиттер, зависящая от сигнального тока преобразователя, формируется компенсирующий ток, отправляемый в нужной фазе на выход преобразователя.
Практически все рассмотренные схемы ПНТ, линейность которых повышена за счет введения компенсирующих токов по такому параметру, как погрешность преобразования, напряжения в ток близки друг к другу. Достоинства или недостатки того или иного схемотехнического решения определяются лишь абсолютным значением крутизны в сравнении с базовой схемой, наличием либо отсутствием p-n-p транзисторов и частотными свойствами. Поэтому проектировщик вправе выбирать схемотехническое решение в зависимости от ограничений, принятых при разработке.
Еще одна возможность компенсации иллюстрируется схемой ПНТ (рис. 2.18). Эта схема уже рассматривалась ранее, и для нее приводилось выражение, учитывающее погрешность преобразования от коэффициента усиления тока базы и конечного выходного сопротивления транзистора со стороны эмиттера (выражение (2.13)).
Рис. 2.17. Схема ПНТ с компенсацией нелинейности в источниках тока дифференциального каскада
Если схему ПНТ с ООС дополнить усилителями тока УТ1 и УТ2 с коэффициентом усиления KI, то с их помощью измеряется базовый ток и отправляется в коллектор соответствующего транзистора. Таким образом, коэффициент, эквивалентный коэффициенту передачи тока эмиттера транзисторов VT6 (VT8), можно сделать равным единице или больше единицы за счет выбора значения KI. В этом случае выражение (2.13) можно представить следующим образом:
(2.21)
Рис. 2.18. Схема ПНТ с ООС и компенсацией нелинейной зависимости коэффициента усиления тока базы
Следовательно, если KI >1, в знаменателе выражения (2.21) появляется член с отрицательным знаком, который может компенсировать достаточно малое, но конечное значение составляющей, зависящей от выходного сопротивления транзистора со стороны эмиттера.
Рис. 2.19. Схема ПНТ с ООС и компенсацией нелинейности
Рис. 2.20. Зависимость отклонения от линейности крутизны преобразования схемы ПНТ (рис. 2.18)
Физическая реализация такого усилителя тока затруднена, однако эта же идея используется в схеме ПНТ, приведенной на рисунке 2.19. Поскольку приращение тока через резистор RX обусловлено приращением тока через транзистор VT7 или VT9, то пропорциональное приращение тока возникает и в транзисторах VT15, VT16. Приращение токов коллекторов этих транзисторов практически совпадает с приращением токов баз транзисторов VT1 и VT14 с точностью до знака, таким образом реализуется принцип компенсации, показанный выражением (2.21), поскольку S = dIX/dUX.
Результаты моделирования схемы ПНТ (рис. 2.18) приведены на рисунке 2.20 и практически совпадают с результатами моделирования схемы (рис. 2.19). Погрешность преобразования ПНТ в этом случае не превышает 0,0015 % в диапазоне входных напряжений 1 В, однако следует заметить, что частотные свойства этой схемы существенно зависят от качества боковых p-n-p транзисторов и на амплитудно-частотной характеристике появляется подъем вблизи частоты среза, обусловленный вторым порядком передаточной функции цепи.
2.1.3 Мостовые преобразователи «напряжение-ток»
Как уже отмечалось, основная погрешность линейности преобразования рассматриваемых ПНТ обусловлена существенной режимной зависимостью rЭ от тока эмиттера.
На рисунке 2.21 приведена схема мостового преобразователя «напряжение-ток», в котором влияние выходного сопротивления преобразователя на точность преобразования существенно снижено. В основе такой мостовой схемы лежит «бриллиантовый транзистор» [11]. Действительно, для тока, протекающего через резистор R1, можно записать:
, (2.22)
где RВЫХ.1,2 - выходное сопротивление соответствующего «бриллиантового транзистора».
Рис. 2.21. Схема мостового преобразователя «напряжение-ток»
Выходное сопротивление «бриллиантового транзистора» можно представить следующим образом:
, (2.23)
где rЭ.N , rЭ.Р - дифференциальные сопротивления эмиттеров выходных транзисторов (VT4, VT6) типа n-p-n и p-n-p соответственно; rБ.N, rБ.P - приведенные к выходу объемные сопротивления базы соответствующих транзисторов.
Если пренебречь объемными сопротивлениями базы, выражение (2.23) преобразуется к виду:
.
Это значит, что выходное сопротивление бриллиантового транзистора не зависит от тока, протекающего через резистор R1 или, что то же самое, крутизна преобразования напряжения в ток не зависит от уровня входного сигнала.
Реально объемные сопротивления базы транзисторов не равны нулю, более того - они режимно зависимы, так как в объемном сопротивлении базы присутствуют две составляющие. Первая составляющая определяет сопротивление вывода базы и сопротивление внешней области базы, которое не зависит от тока базы. Вторая составляющая характеризует сопротивление активной области базы, находящейся непосредственно под эмиттером - это сопротивление зависит от тока базы [12]. Вид этой зависимости достаточно сложен и носит полуэмпирический характер для различных транзисторов. Однако для многих случаев характер этой зависимости таков, что максимум крутизны преобразования лежит не в окрестности UX = 0, а на краях динамического диапазона и отклонение крутизны от линейности существенно меньше, чем в схеме классического преобразования тока в напряжение на основе дифференциального каскада (рис. 2.3а).
Зависимость тока через резистор R1 в этом случае можно представить как
. (2.24)
К достоинствам такого способа построения мостового преобразователя можно также отнести гораздо более широкий динамический диапазон по входному напряжению при заданной погрешности преобразования или возможность уменьшения сопротивления R1 для увеличения крутизны.
С другой стороны, мостовая схема преобразователя имеет в два раза меньшую крутизну по сравнению с базовой схемой (рис. 2.3а), так как результирующее приращение тока через резистор R1 возникает как за счет верхнего, так и за счет нижнего плеча моста, которые имеют противоположные знаки. Поэтому токи коллекторов транзисторов VT4 и VT3 имеют в два раза меньшие приращения, чем ток в резисторе R1.
Повысить крутизну преобразования можно, вводя повторители тока (F1 и F2 на рис. 2.22). Действительно, приращение тока коллектора транзистора VT6 суммируется практически с таким же приращением тока коллектора транзистора VT9, приведенного к резистору R2 через повторитель тока F2.
Результирующее значение тока, определяющее крутизну преобразования для схемы ПНТ (рис. 2.22) можно определить как разность токов, протекающую через резисторы R1 и R2:
, (2.25)
где i - коэффициент передачи тока эмиттера соответствующего транзистора; КI - коэффициент передачи повторителя тока F1 (F2). (Выражение (2.24) получено в предположении, что 6 =10 1 , 5 =9 и коэффициенты передачи повторителей тока F1 и F2 равны.)
Очевидно, что при выборе КI > 1 результирующая крутизна преобразования может быть сделана больше, чем в базовой схеме при одинаковых сопротивлениях резисторов R1 и R11 (рис. 2.22).
Коэффициент передачи тока эмиттера для большинства интегральных боковых p-n-p транзисторов может быть существенно меньше единицы и, как правило, при некоторых значениях тока с его ростом начинает снижаться. Это справедливо, например, для транзисторов, входящих в АБМК НПО «Интеграл» (г. Минск) и БМК НПО «Пульсар» (г. Москва). В первом приближении в диапазоне токов 0,1-3 мА зависимость от тока эмиттера можно аппроксимировать линейной функцией:
, (2.26)
где 0 - коэффициент передачи тока эмиттера при IX = 0; А - некоторый коэффициент, имеющий размерность [1/А].
Подстановка (2.26) в (2.25) дает:
. (2.27)
Дробная часть выражения (2.27) содержит квадратичную составляющую тока IX, которая компенсирует увеличение тока через резистор R1 при уменьшении выходного сопротивления мостовой схемы преобразователя. В этом случае определенному значению КI должно соответствовать определенное значение сопротивлений базы, приведенных к выходу. Для этого в цепь базы одного из транзисторов мостовой схемы преобразователя может быть введен дополнительный резистор (R12, R13, рис. 2.22).
а) б)
Рис. 2.22. Упрощенная схема мостового ПНТ с повышенной крутизной и компенсацией нелинейности (а) и базовая схема ПНТ (б) на основе ифкаскада
Результаты моделирования схемы ПНТ (рис. 2.22) приведены на рисунке 2.23. Моделирование проведено в сравнении с базовой схемой на основе дифференциального каскада при одинаковой крутизне преобразования и близких статических токах выходных транзисторов той и другой схемы. Погрешность крутизны преобразования для базовой схемы достигает 20 %, а для схемы мостового преобразователя - менее 0,012 % (нижний график на рисунке 2.20), поскольку диапазон изменения входного сигнала составляет 3 В.
Другой вариант построения мостового ПНТ на основе двухтактного эмиттерного повторителя приведен на рисунке 2.24.
Идея его построения подобна ПНТ на основе «бриллиантового транзистора», и ток через резистор, определяющий начальную крутизну преобразования, описывается выражением, аналогичным (2.24). Цепь, компенсирующая снижение крутизны преобразования, также выполнена на основе повторителей тока (VT11-VT14, рис. 2.24). Отличие заключается в том, что компенсация нелинейности осуществляется включением резистора R16 между входами повторителей тока.
Суть компенсации нелинейности в этом случае заключается в следующем. С ростом тока в одном из плеч дифференциального повторителя тока растет напряжение база-эмиттер входного транзистора, например VT13. В то же время напряжение база-эмиттер транзистора VT11 уменьшается, так как входной ток повторителя тока также убывает. Возникает разность напряжений база-эмиттер, создающая приращение тока в резисторе R16. В результате ток коллектора транзистора VT12 убывает, а ток коллектора VT14 возрастает на величину тока, протекающего через резистор R16. Это, в конечном счете, приводит к тому, что результирующий коэффициент передачи повторителей тока становится режимно зависимой функцией: он убывает с ростом входного тока, за счет чего достигается компенсация нелинейности ПНТ.
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5
|