Значения элементов Jg, Rg, Rн схемы исследования следующие:
Jg, A…………………………………………………………………...…….1,0
Rg, Ом……………………………………………………………………….50
Rн, Ом……………………………………………………………………….50
2.3 Сравнительный анализ МКЦ
Сравнительный анализ был проведен исходя из следующих критериев:
1. МКЦ должна обеспечивать максимальный коэффициент передачи по напряжению (далее коэффициент передачи) в заданной полосе частот.
2. При максимальном коэффициенте передачи неравномерность АЧХ не должна быть более ± 0.5 Дб.
Используя эти критерии применительно к наиболее часто используемым схемам усилителей с МКЦ [2 - 35], с помощью программы OPTIMAMP, был проведен их сравнительный анализ. Исследованные схемы изображены на рисунках 2.7 - 2.22 [2-35].
Рисунок 2.7 - Четырехполюсная реактивная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.8 - Четырехполюсная диссипативная КЦ второго порядка.
Рисунок 2.9 - Двухполюсная диссипативная КЦ первого порядка.
Рисунок 2.10 - Двухполюсная диссипативная КЦ второго порядка.
Рисунок 2.11 - Двухполюсная диссипативная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.12 - Четырехполюсная диссипативная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.13 - Двухполюсная диссипативная КЦ второго порядка.
Рисунок 2.14 - Четырехполюсная реактивная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.15 - Двухполюсная реактивная КЦ первого порядка.
Рисунок 2.16 - Четырехполюсная диссипативная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.17 - Четырехполюсная диссипативная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.18 - Двухполюсная реактивная КЦ второго порядка.
Рисунок 2.19 - Четырехполюсная диссипативная КЦ третьего порядка.
Рисунок 2.20 - Четырехполюсная диссипативная КЦ второго порядка.
Рисунок 2.21 - Четырехполюсная диссипативная КЦ второго порядка.
Результаты анализа представлены в таблице 2.2. Как видно из таблицы максимальный коэффициент усиления при заданной неравномерности АЧХ ±0.5Дб имеют схемы 2.7, 2.14 и 2.16. На рисунках 2.23. и 2.24 приведены АЧХ эти усилителей на транзисторах 3П602А и КП907Б соответственно.
Таблица 2.2 - Сравнительный анализ схем усилителей с МКЦ.
Номер схемы
|
Коэффициент передачи для транзистора 3П602А в диапазоне частот
100-2000 МГц
|
Коэффициент передачи для транзистора КП907Б в диапазоне частот
10-200 МГц
|
|
2.7
|
2.34
|
1.65
|
|
2.8
|
1.44
|
0.96
|
|
2.9
|
1.41
|
0.92
|
|
2.10
|
1.4
|
0.92
|
|
2.11
|
1.39
|
0.9
|
|
2.12
|
1.33
|
0.92
|
|
2.13
|
1.62
|
0.51
|
|
2.14
|
2.2
|
1.456
|
|
2.15
|
1.01
|
-----
|
|
2.16
|
2.16
|
1.11
|
|
2.17
|
1.74
|
1.16
|
|
2.18
|
1.78
|
1.16
|
|
2.19
|
1.62
|
0.49
|
|
2.20
|
0.92
|
-----
|
|
2.21
|
1.4
|
0.92
|
|
|
----- - 2.7, ----- -2.14, ----- - 2.16.
Рисунок 2.23 - АЧХ усилителей на транзисторе 3П602А.
----- - 2.7, ----- - 2.14, ----- - 2.16.
Рисунок 2.24 - АЧХ усилителей на транзисторе КП907Б.
Как видно из рисунков 2.23 и 2.24 максимальный коэффициент усиления имеет схема изображенная на рисунке 2.7. Однако при подробном рассмотрении этой схемы выявляются следующие особенности. Емкость Свых транзистора включается последовательно с С1. Так как при исследовании первый транзистор заменялся идеальным генератором напряжения, то влияние Свых учтено не было. Если учитывать это влияние, то коэффициент передачи данной корректирующей приблизиться к МКЦ рисунка 2.14. В МКЦ рисунка 2.14 емкость Свых включена параллельно С1. Поэтому её влияние может быть скомпенсировано уменьшением емкости C1 на величину Свых. К тому же методика расчета усилителя с МКЦ рисунка 2.7 приведена в работе [30].
Исходя из всего вышесказанного, было принято решение о разработке методики расчета усилителя с МКЦ на мощном полевом транзисторе схемы изображенной на рисунке 2.14.
3 Расчет МКЦ по результатам сравнительного анализа
3.1 Общие положения методики расчета МКЦ
Для разработки методики расчета СУМ с выбранной МКЦ воспользуемся методом параметрического синтеза, описанного в [44]. Метод заключается в следующем. Согласно [37,43,44], коэффициент передачи усилительного каскада с МКЦ, в символьном виде, может быть описан дробно-рациональной функцией комплексного переменного:
, (3.1)
где ;
- нормированная частота;
- текущая круговая частота;
- верхняя круговая частота полосы пропускания широкополосного усилителя мощности, либо центральная круговая частота полосового усилителя;
- коэффициент передачи каскада на средних частотах;
- коэффициенты, являющиеся функциями параметров МКЦ и элементов аппроксимации входного импеданса транзистора усилительного каскада, нормированных относительно и сопротивления источника сигнала .
Зная коэффициенты всегда можно рассчитать нормированные значения элементов МКЦ и составить таблицы нормированных значений элементов, соответствующих заданному наклону АЧХ. В этом случае, проектирование усилительного каскада сводится к расчету истинных значений элементов МКЦ, соответствующих заданным и .
Для расчета коэффициентов в [44] предложено воспользоваться методом оптимального синтеза теории фильтров [43].
В соответствии с указанным методом представим нормированное значение квадрата модуля передаточной характеристики (3.1) в виде:
, (3.2)
где .
Для расчета коэффициентов составим систему линейных неравенств:
(3.3)
где - дискретное множество конечного числа точек в заданной нормированной области частот; - требуемая зависимость на множестве ; - допустимое уклонение от ; - малая константа.
Первое неравенство в (3.3) определяет величину допустимого уклонения АЧХ каскада от требуемой формы. Второе и третье неравенства определяют условия физической реализуемости рассчитываемой МКЦ. Учитывая, что полиномы числителя и знаменателя функции положительны, модульные неравенства можно заменить простыми и записать задачу в следующем виде:
(3.4)
Неравенства (3.4) являются стандартной задачей линейного программирования. В отличие от теории фильтров, где данная задача решается при условии минимизации функции цели: , неравенства (3.4) следует решать при условии максимизации функции цели: , что соответствует достижению максимального коэффициента усиления рассчитываемого каскада. Решение неравенств (3.4) позволяет получить векторы коэффициентов, соответствующие заданным и .
По известным коэффициентам функции (3.2), коэффициенты функции (3.1) определяются с помощью следующего алгоритма [43]:
1. В функции (3.2) осуществляется замена переменной , и вычисляются нули полиномов числителя и знаменателя.
2. Каждый из полиномов числителя и знаменателя представляется в виде произведения двух полиномов, один из которых должен быть полиномом Гурвица.
3. Отношение полиномов Гурвица числителя и знаменателя является искомой функцией (3.1).
Многократное решение системы линейных неравенств (3.4) для различных и , расчет векторов коэффициентов и вычисление нормированных значений элементов рассматриваемой МКЦ позволяют осуществить синтез таблиц нормированных значений элементов МКЦ, по которым ведется проектирование усилителей.
3.2 Вывод аналитического выражения для описания коэффициента передачи каскада с МКЦ
Воспользовавшись вышеописанным методом расчета, произведем расчет схемы, представленной на рисунке 2.14. Для вывода аналитического выражения коэффициента передачи каскада с МКЦ в схеме 2.6 заменим полевой транзистор его однонаправленной моделью [40]. Полученная схема представлена на рисунке 3.1.
Рисунок 3.1. - Схема каскада с МКЦ.
В области частот удовлетворяющих условию , где - постоянная времени входной цепи ПТ, входной и выходной импедансы транзисторов могут быть аппроксимированы С и RC - цепями [40]. Элементы указанных цепочек могут быть рассчитаны по следующим соотношениям [40]:
; (3.5)
; (3.6)
, (3.7)
где - емкости затвор-исток, затвор-сток, сток-исток ПТ;
- крутизна ПТ;
- сопротивление нагрузки каскада.
С учетом (3.1) коэффициент передачи последовательного соединения МКЦ и транзистора, для схемы рисунка 2.14, может быть описан выражением:
(3.8)
где ;
;
;
;
.
Предполагая известными и , выразим элементы МКЦ:
;
; (3.9)
.
3.3 Синтез функции-прототипа передаточной характеристики
Согласно [43] для нахождения коэффициентов необходимо представить нормированное значение квадрата модуля передаточной характеристики (3.1) в виде (3.3). Так как полиномы числителя и знаменателя положительны, модульные неравенства заменим простыми и записать задачу в виде (3.4). Для нашего случая это выражение будет иметь вид:
. (3.10)
Решая систему (3.10) при условии максимизации функции цели: В3 = max, найдем вектор коэффициентов , обеспечивающий получение максимального коэффициента усиления при заданной допустимой неравномерности АЧХ в заданном диапазоне частот.
По известным корням уравнения:
найдем коэффициенты .
Предлагаемая методика была реализована в виде программы в среде Maple V Release 4, с помощью которой получены нормированные значения элементов МКЦ для ряда значений и . Результаты расчетов приведены в таблице 3.1.
Таблица 3.1 - Нормированные значения элементов МКЦ.
Свхн
|
д = ± 0,1
b1 = 1,562
b2 = 1,151
b3 = 0,567
C1н = 0,493
L2н = 1,077
|
д = ± 0,2
b1 = 1,743
b2 = 1,381
b3 = 0,806
C1н = 0,584
L2н = 1,191
|
д = ± 0,3
b1 = 1,864
b2 = 1,526
b3 = 0,992
C1н = 0,650
L2н = 1,257
|
|
|
C3н
|
C3н
|
C3н
|
|
1,2
|
9,790
|
34,630
|
-------
|
|
1,4
|
4,521
|
6,760
|
9,117
|
|
1,6
|
3,221
|
4,216
|
5,026
|
|
1,8
|
2,632
|
3,261
|
3,726
|
|
2
|
2,296
|
2,761
|
3,087
|
|
2,5
|
1,868
|
2,164
|
2,359
|
|
3
|
1,661
|
1,891
|
2,038
|
|
3,5
|
1,539
|
1,735
|
1,858
|
|
4,5
|
1,402
|
1,563
|
1,662
|
|
6
|
1,301
|
1,438
|
1,521
|
|
8
|
1,234
|
1,356
|
1,431
|
|
10
|
1,196
|
1,312
|
1,381
|
|
|
Свхн
|
д = ± 0,4
b1 = 1,958
b2 = 1,631
b3 = 1,152
C1н = 0,706
L2н = 1,304
|
д = ± 0,5
b1 = 2,038
b2 = 1,714
b3 = 1,294
C1н = 0,755
L2н = 1,336
|
д = ± 1,0
b1 = 2,345
b2 = 1,962
b3 = 1,883
C1н = 0,960
L2н = 1,417
|
|
|
C3н
|
C3н
|
C3н
|
|
1,4
|
11,870
|
15,328
|
131,302
|
|
1,6
|
5,763
|
6,471
|
10,320
|
|
1,8
|
4,116
|
4,465
|
6,012
|
|
2
|
3,350
|
3,577
|
4,506
|
|
2,5
|
2,509
|
2,635
|
3,107
|
|
3
|
2,150
|
2,241
|
2,574
|
|
3,5
|
1,950
|
2,025
|
2,292
|
|
4,5
|
1,735
|
1,794
|
2,001
|
|
6
|
1,582
|
1,632
|
1,801
|
|
8
|
1,485
|
1,528
|
1,645
|
|
10
|
1,432
|
1,472
|
1,608
|
|
|
Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7
|