Компенсации влияния движения носителя, т.е чтобы допплеровские частоты не вносили ошибку в измерение дальности, когда заранее известна скорость носителя , а значит допплеровская частота, можно добиться смещением промежуточной частоты радиолокационного сигнала на величину, равную средней допплеровской частоте спектра помех fд ср=24 кГц. Сместить частоту проще у второго гетеродина с частотой 5 МГц, чем первого с частотой 808 МГц.

1.4 Расчет чувствительности приемного устройства.

Чувствительность приемника определяется минимально необходимой мощностью сигнала на входе приемника, при которой обеспечивается необходимое соотношение сигнал/шум на выходе приемника. В данном случае тангенциальная чувствительность Рс/Рш=1. Чувствительность приемника определяется по формуле:

(1.4.1)

где - чувствительность приемника,

- постоянная Больцмана,

- стандартная температура приемника,

Дf - полоса пропускания приемника,

N - коэффициент шума приемника,

D=1 - постоянный коэффициент различимости.

Преобразуем формулу 1.4.1 в случае определения чувствительности в децибелах относительно ватта, получим:

(1.4.2)

где N - коэффициент шума приемника, выраженный в децибелах,

Дf - полоса пропускания приемника, выраженная в децибелах относительно одного герца,

-203,8 - постоянное слагаемое.

Из формулы 1.4.2 видно, что чувствительность зависит от полосы пропускания приемника и коэффициента шума. Полоса пропускания Дf задается в техническом задание, значит разработчик может обеспечить заданную чувствительность применяя МШУ с достаточно низким коэффициентом шума. Тогда коэффициент шума определяется:

(1.4.3)

N=203,8+(-150)-47,8=6 дБ

где -требуемая чувствительность приемника,

Дf=47,8дБ/Гц - полоса пропускания приемника, выраженная в децибелах относительно одного герца.

Следовательно коэффициент шума приемника не должен превышать 6 дБ.

Для типичного супергетеродинного приемника, приемный тракт которого включает усилитель радиочастоты (УРЧ), преобразователь частоты (ПЧ) и усилитель промежуточной частоты (УРЧ) коэффициент шума приемника определяется по следующей формуле [6]:

(1.4.4)

где - коэффициенты шума УРЧ, ПЧ и УПЧ,

- коэффициенты усиления по мощности УРЧ и ПЧ,

- суммарные потери пассивных элементов, стоящих перед УРЧ.

Анализируя формулу 1.4.4 можно сделать вывод, что для получения минимального возможного коэффициента шума приемника необходимо применить малошумящий усилитель (МШУ) в качестве УРЧ, причем усиление МШУ должно быть достаточно большим, около 20 дБ. В этом случае в формуле следующие слагаемые будут малыми, следовательно ПЧ и УПЧ будут мало влиять на коэффициент шума приемника. Т.е. коэффициент шума приемника будет определяться коэффициентом шума МШУ. Причем коэффициент шума МШУ не должен превышать 3 дБ, так как половина коэффициента шума приемника в первом приближении отводиться на МШУ, вторая половина отводиться на потери в пассивных элементах, стоящих перед МШУ.

1.5 Выбор средств обеспечения избирательности приемника

В супергетеродинных приемниках частотная избирательность определяется в основном ослаблениями зеркального Seзк и соседнего канала Seзк. В приемниках с двойным преобразованием частоты рационально выбирать частоту настройки 1-ого гетеродина выше частоты сигнала.

При этом вычитаются вызванные однозначными уходами частот 1-ого и 2-ого гетеродинов изменения второй промежуточной частоты fп2. Для обеспечения однозначности уходов частоты 1-ого и 2-ого гетеродинов можно образовать эти частоты путем умножения частоты общего задающего генератора, при этом использовать один кварцевый резонатор для стабилизации частот 1-ого и 2-ого гетеродинов. При такой расстановке частот, могут появиться зеркальная помеха относительно частоты 1-ого гетеродина fзк1=fc+2fп1 и помеха fзк2=fc-2fп2, которая после первого преобразования частоты превращается в fп1+2fп1 и становиться зеркальной относительно частоты 2-ого гетеродина. Помеха fзк1 должна быть ослаблена в преселекторе. Помеха fзк2 может быть ослаблена в преселекторе и в УПЧ-1, но так как fп2<<fc и fп1<<fc, то fзк2 ослабляется главным образом в УПЧ-1.

В нашем случае частота сигнала fc=808 МГц, первая промежуточная частота fп1=5 МГц, следовательно первая зеркальная помеха будет на частоте:

fзк1=fc+2fп1=808+2?5=818 МГц - эта помеха должна как сказано выше должна подавляться в преселекторе до смесителя.

Вторая помеха, которая после преобразования частоты становиться зеркальной относительно частоты 2-ого гетеродина, расположена достаточно близко к частоте принимаемого сигнала, поэтому в преселекторе существенно не ослабляется.

Рассмотрим средства обеспечения избирательности по первой зеркальной помехе.

По техническому заданию предъявлены следующие требования :

полоса пропускания по уровню -3 дБ - МГц,

полоса пропускания по уровню -50дБ - МГц.

Эти технические требования должны реализоваться в преселекторе.

Для обеспечения высокой селекции применим фильтр на поверхностно-акустических волнах (ПАВ-фильтр), т.к. требуется узкая относительная полоса пропускания - 1,8 %, коэффициент прямоугольности - 2,7 по уровням (60/3) дБ, высокая рабочая частота 808МГц. Фильтр должен быть реализован на базе технологии ИМС. Выбор произведен по данным источника (таблица 1.1 [7] ).

ПАВ-фильтр состоит из передающего и приемного преобразователей, трансформирующих электрический сигнал в акустическую волну на входе и обратно на выходе устройства. Средой для поддержания ПАВ служит пьезоэлектрический звукопровод, на полированной рабочей поверхности которого располагаются преобразователи. Поскольку большинство типов преобразователей ПАВ обладает двунаправленностью излучения, то во избежание паразитных отражений на торцы звукопроводов наносят поглотители. В результате многократных отражений от краев электродов и несогласованности фильтра с внешними нагрузками возникают волны, отраженные от преобразователей. Известно, что наибольшие искажения характеристик фильтра вызывают сигналы тройного прохождения. Но т.к. РЛС работает в режиме непрерывного излучения, то этот эффект мало влияет на точность измерений.

Один ПАВ-фильтр поставим перед МШУ для селекции внешних помех и предохранения МШУ от перегрузки.

Из определения коэффициента шума N четырехполюсника следует, что шумы зеркального канала, так называемые зеркальные шумы, в режиме однополосного приема увеличивают N, поскольку мощность этих шумов попадает на выход смесителя и не может быть отнесена к мощности шумов источника сигнала. При использовании широкополосного МШУ перед смесителем зеркальные шумы значительно (примерно на 3 дБ) ухудшают общий коэффициент шума, так как их мощность в этом случае равна приблизительно половине общей мощности шумов на выходе приемника. Поэтому второй ПАВ-фильтр поставим после МШУ, для подавления зеркальных шумов на его выходе.

Таким образом исходя из выше приведенных соображений можно сформулировать технические требования для ПАВ-фильтра:

центральная частота 808 МГц,

полоса пропускания МГц,

полоса пропускания по уровню -25дБ - МГц, так в преселекторе стоит два ПАВ-фильтра, то они обеспечат избирательность при расстройке 20 МГц - 50 дБ, что требуется в техническом задание.

прямые потери не более 0,2-0,5 дБ, чтобы фильтр не сильно увеличил коэффициент шума приемника.

Рассмотрим средства обеспечения избирательности по второй зеркальной помехе, она будет в диапазоне частот от 807,840 МГц до 808 МГц. После первого преобразование частоты спектр помехи перенесется на частоты от 4,840 МГц до 5 МГц.

Простейшим и часто используемым методом решения этой задачи является использование на выходе смесителя фильтра того или иного типа, затухание которого в полосе частот сигнала мало (L<1..1,5 дБ), а в полосе частот зеркального канала велико (L>13..15 дБ). Однако при промежуточной частоте 5 МГц и при полосе частот сигнала 160 кГц, у фильтра относительная полоса пропускания должна быть около 3,2 % и коэффициент прямоугольности около 1,5 по уровням (20/3)дБ. Создание LC-фильтра с такими параметрами трудно и нецелесообразно вследствие большой добротности катушек и температурной нестабильности элементов. Применение пьезоэлектрических и пьезокерамических фильтров также неоправданно из-за дороговизны разработки и производства этих фильтров.

Применение УПЧ с настроенными контурами, с двухконтурными каскадами, с попарно расстроенными одноконтурными каскадами, с одноконтурными каскадами, настроенными на три частоты и т.п., конструктивно неприемлемо из-за большого числа каскадов 7-8, также из-за сложностей настройке.

При третьем методе подавление зеркального канала применяют схему фазового подавления зеркального канала. Преобразователь с компенсацией помех зеркального канала можно построить по схеме, приведенной на рисунке 1.2. Принцип работы такого двухканального компенсатора с фазовым подавлением состоит в том, что принимаемый сигнал в разных каналах имеет одинаковую фазу и при суммирование в общем тракте удваивается, а зеркальные помехи противоположны по фазе и компенсируют друг друга.

Рисунок 1.2.Схема двухканального компенсатора с фазовым подавлением.

Напряжение от гетеродина uг=Uгcos(щгt+цг) подается на смесители См1 и См2. Напряжение сигнала основного канала uс=Uсcos(щсt+цс) и зеркального канала uзк=Uзкcos(щзкt+цзк) подаются на смеситель См1 непосредственно и на смеситель См2 через фазовращатель Фв1 со сдвигом по фазе на 900. В качестве основного канала принят сигнал на частоте fc=fг-fпр, в качестве зеркального fзк=fг+fпр. На выходе См1 после фильтра ФПЧ будет выделяться напряжение промежуточной частоты основного и зеркального каналов:

uс1=UсKпcos[(щг-щс)t+цг-цс],

uзк1=UзкKпcos[(щзк-щс)t+цзк-цг].

Здесь Kп-коэффициент передачи смесителя вместе с фильтром ФПЧ.

На выходе См2 (коэффициент передачи фазовращателя полагается равным единице)

uс2=UсKпcos[(щг-щс)t+цг-(цс+900)],

uзк2=UзкKпcos[(щзк-щс)t+цзк+900-цг].

После фазовращателя Фв2 фаза сигнала uс2 оказывается такой же, как у uс1 (цс1=цс2=цг-цс), а фаза помехи uзк2 отличается от фазы uзк1 на 900. При одинаковых коэффициентах передачи трактов смесителей напряжение сигнала на выходе сумматора имеет удвоенную амплитуду, а напряжение зеркальной помехи взаимно компенсируется и на выходе отсутствует.

В принципе в компенсаторе можно не использовать Фв1, тогда на смесители должно подаваться напряжение гетеродина с взаимным фазовым сдвигом 900. Также технически проще реализовать взаимный фазовый сдвиг 900 после смесителей, если поставить в обе цепи фазовращатели, чем обеспечить фазовый сдвиг 900 только в одной ветви схемы.

1.6 Расчет коэффициента усиления приемногоё устройства

В техническом задании задана эффективное значение выходного сигнала Uэф=0.3 В, рассчитаем необходимый коэффициент усиления приемного тракта.

Зная минимальную мощность входного сигнала рассчитаем коэффициент усиления.

(1.6.1)

где Рcmin -чувствительность приемника,

R=50 Ом - сопротивление нагрузки по входу,

Uвых=0,3 В - напряжение выходного сигнала.

По формуле 1.6.1 получаем.

дБ

1.7 Выбор функциональной схемы приемного устройства

Исходя из выше приведенных соображений произведем выбор функциональной схемы приемного устройства.

В преселекторе для увеличения динамического диапазона поставим схему ослабления сигнала, состоящих из двух переключателей в одной ветви стоит МШУ, а в другой ветви аттенюатор. При измерении большой дальности - сигнал слабый, тогда в цепь включен МШУ, при измерении малой дальности - сигнал сильный, тогда в цепь включен аттенюатор, что позволяет увеличить динамический диапазон на величину Кмшу+Lа , где Кмшу - коэффициент усиления МШУ, Lа - ослабление аттенюатора. В техническом задании динамический диапазон должен быть 90 дБ, приемник обеспечивает 68 дБ, следовательно, ослабление аттенюатора для обеспечения заданного динамического диапазона должно быть не менее 12 дБ, это значение взято с запасом.

Потери в переключателях должны быть не более 2,5 дБ, так как суммарные потери в пассивных элементах, стоящих перед МШУ должны быть не более 3 дБ, а прямые потери в ПАВ-фильтре не более 0,5 дБ.

Исходя из выше изложенных соображений, преселектор будет состоять из следующих блоков: ПАВ-фильтр (ПФ), переключатель (SPDT), МШУ, переключатель (SPDT), ПАВ-фильтр (ПФ). Коэффициент усиления по мощности преселектора равен:

К=Кмшу-2(Lпер+Lф)=20-2(2,5+0,5)=14 дБ

где Кмшу - коэффициент усиления МШУ,

Lпер,Lф - прямые потери в переключателе и в ПАВ-фильтре.

Преобразователь частоты (ДБС) по первой промежуточной частоте поставим после преселектора. Схема должна иметь два выхода: один - для выделения ФКМ-сигнала, второй для дальнейшей обработки сигнала, для выделения дальномерной частоты и фазы сигнала. Коэффициент усиления транзисторных смесителей в интегральном исполнение около 10 дБ.

Для подавление пассивных помех после смесителя поставим режекторный фильтр (ПЗФ), технические требования на который сформулированы в пункте 1.3.

Для переноса спектра сигнала на вторую промежуточную частоту и подавления зеркального канала применим схемы двухканального компенсатора с фазовым подавлением зеркального канала, его схема и принцип работы рассмотрена в пункте 1.5. Перед фазовращателями поставим фильтр верхних частот (ФВЧ) с наклоном АЧХ +12 дБ/окт.

Из практики известно, что на транзисторные смесители подается мощность гетеродина примерно -30 дБ/Вт, следовательно, мощность сигнала должна быть на входе смесителя не более -40 дБ/Вт, чтобы не было нелинейных искажений, что влечет появления второй, третьей и т.д. гармоник, а значит появление ложных целей.

Тракт низкой частоты охватим цепью АРУ для компенсации флуктуации сигналов от целей. Флуктуация целей составляет примерно 20 дБ, поэтому АРУ должно иметь глубину регулировки не менее 20 дБ. АРУ реализуем с помощью введения в схему управляемых аттенюаторов (УА). Последний каскад тракта низкий частоты (УНЧ) сделаем с ручной регулировкой усиления, для установления уровня выходного сигнала. После управляемых аттенюаторов поставим усилительный ограничительный каскад, для того чтобы сильная помеха на входе приемника не перегрузила последние каскады приемника. Ограничитель сделаем симметричным, потому что при ограничение сигнала будут появляться только нечетные гармоники и их мощность много меньше, чем мощность первой гармоники, т.е. полезного сигнала, поэтому ложных целей не будет.

Страницы: 1, 2, 3, 4, 5, 6, 7, 8